丁香五月婷婷基地 功率半导体：IGBT 和 SiC 电源开关工程基础常识
一、IGBT 和 SiC 电源开关基础常识丁香五月婷婷基地
IGBT 和 SiC 电源开关基础常识
IGBT 和 SiC 电源开关有哪些市集和哄骗？
高效的电源转变在很猛进度上取决于系统中使用的功率半导体器件。由于功率器件技艺不停调动，大功率哄骗的终端越来越高况兼尺寸越来越小。此类器件包括 IGBT 和 SiC MOSFET，它们具有高电压额定值、高电流额定值以及低导通和开关损耗，因此特等允洽大功率哄骗。具体而言，总线电压大于 400V 的哄骗条件器件电压额定值大于 650V，以留有迷漫的裕度，从而确保安全运行。包括工业电机驱动器、电动汽车/搀杂能源汽车(EV/HEV)、牵引逆变器和可再生能源光伏逆变器在内的应器具有几千瓦 (kW) 到一兆瓦 (MW) 甚而更高的 功率水平。
SiC MOSFET 和 IGBT 的应器具有相似的功率水平，但跟着频率的增多而产生各异，如图 1 所示。SiC MOSFET 在功率因数修订电源、光伏逆变器、用于 EV/HEV 的直流/直流、用于 EV 的牵引逆变器、电机驱动器和铁路中变得越来越常见，而 IGBT 在电机驱动器 （交流电机），不圮绝电源 (UPS)、小于 3kW 的结合式和串式光伏逆变器以及牵引逆变器 EV/HEV 中很常见。
图 1：基于功率和频率水平的功率半导体器件哄骗
SiC MOSFET 与硅 (Si) MOSFET 和 IGBT 比拟有何系统上风？
Si MOSFET 和 IGBT 已在电源转变器中使用了很长时代。不外，SiC MOSFET 已成为一项新技艺，鉴于其固有的材料特质（宽带隙 (WBG) 材料），其上风已超过这些器件。表 1 中追念了这些特质。与使用 Si 器件的系统比拟，SiC的材料特质可径直颤动为系统级上风，包括更小的尺寸、更低的本钱以及更轻的分量。因此，SiC MOSFET 正在耐心取代 Si 功率器件。
表 1：功率器件材料特质
Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 电源开关之间有何各异？
Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 均可用于电源哄骗，但其功率水平、驱动递次和职责形式有所不同。功率 IGBT 和 MOSFET 在栅极均由电压进行驱动，因 为 IGBT 里面是一个驱动双极结型晶体管 (BJT) 的 MOSFET。由于 IGBT 的双极特质，它们以低饱和电压 承载很大的电流，从而完了低导通损耗。MOSFET 也具 有低导通损耗，但取决于器件的漏源导通电阻 RDS(ON) 与导通情状电压。Si MOSFET 承载的电流要小于 IGBT，因此 IGBT 用于大功率哄骗。MOSFET 用于酷爱高终端的高频哄骗。就器件类型而言，SiC MOSFET 与 Si MOSFET 相似。不 过，SiC 是一种 WBG 材料，其特质允许这些器件在与 IGBT 一样的高功率水平下运行，同期仍然不详以高频 率进行开关。这些特质可颤动为系统上风，包括更高的功率密度、更高的终端和更低的热耗散。
表 2 列出了这些器件之间的一些主要各异。
表 2：功率器件额定值和哄骗
羁系式栅极驱动器特质
羁系的一些常见神色是什么，它们有何各异？
羁系关于系统可靠性和东说念主身安全而言至关病笃。不错使用各式神色的电气羁系。三种主要的类型是光学羁系、磁羁系和电容羁系。每种类型使用不同的递次将交流或直流信号可靠地传输到输出，无需践诺的电气贯穿。
光学羁系（如图 2 所示）通过驱动 LED 灯来传输信号。LED 位于光晶体管隔邻，光晶体管将光信号转变为由互补金属氧化物半导体 (CMOS) 电路缓冲的电流。
磁羁系（如图 3 所示）使用变压器的绕组通过磁场在气隙中传输信号。输入端的磁场在输出端感应出与原始信号成正比的电流。
电容羁系（如图 4 所示）使用电场在两个导电池之间传输信号。
在采取正确的羁系栅类型时，主要谈判身分是羁系级别、CMTI 品级以及左迁和寿命。德州仪器 (TI) 电容羁系技艺的职责电压由时代依赖型电介质击穿 (TDDB) 决定，其中谈判了通盘左迁机制。与基于光耦合器和基于变压器的羁系比拟，TI 的电容技艺清晰了处理更高应力电压的智力。
高电压哄骗为何需要羁系？
好多系统包含低电压和高电压电路。这些电路互相贯穿，将通盘限度和电源功能结合在沿途。举例，图 5 清晰了牵引逆变器的方框图。这包括低级侧的低电压通 信、限度和主电源电路。次级侧具有高电压电路，包括电机驱动器、功率级和其他扶助电路。限度器使用来自尊电压侧的反馈信号，况兼容易受到高压的影响，因此淌若莫得羁系栅，则会酿成损坏。羁系栅通过形成单独的接地基准将低级侧电路与次级 侧电路进行电气羁系，这也称为电羁系。这种羁系不错防患不需要的交流或直流信号从一侧传输到另一侧。低级侧不会超过电路的最大额定值。此外，东说念主可能会波及限度电路，因此需要领受高电压羁系以防患电击。有三种主要类型的羁系：功能羁系、基本羁系和增强型羁系。功能羁系指确保浅近运行但不防患电击的羁系 级别。惟一羁系栅竣工无损，基本羁系就不错提供迷漫 的电击看护。安全准则条件使用增强型羁系，这是基本 羁系级别的两倍，用于提供冗余。
表 5：牵引逆变器方框图
若何详情电源开关的驱动强度？
驱动强度指栅极驱动器的拉电流和灌电流智力。驱 动器强度的采取取决于所使用的电源开关 (IGBT 或 MOSFET)（基于其栅极电荷）。栅极电荷是所需的电荷 量或给定时代段内的电流，用于对输入电容进行充电 和放电，CISS = Cgd+ Cgs，如图 6 所示。栅极电荷暗示为 一段时代内栅极电流的积分，并再行调理以求解所需 的栅极电流：
其中 trise/fall 是栅极电压升迁开关速率所需的上涨和下 降时代。栅极电荷在大多数数据表中暗示为如图 7 所 示的图，其中神色了电荷散布到 Cgd 或 Cgs 的区域。最 要害的区域是米勒平坦区域，在该区域中对 Cgd 进行充 电况兼栅极电压保抓恒定。在该区域内，器件上切换的 电压会改变情状并导致开关损耗。因此，驱动器应该不详在该区域内提供最大的驱动强度。栅极驱动器所需 的功率由下式给出：
其中 fsw 是开关频率，VDRV 是驱动电压。
图 6：功率器件输入电容
图 7：功率器件栅极电荷图
关于驱动电源开关而言，分离输出为何比 单个输出更好？
栅极驱动器在电源开关器件的栅极上拉取和灌入电 流，以使其导通和关断。开关电源器件的速率取决于驱 动电流。要筹谋驱动器可用的驱动电流，应使用施加的 栅极驱动电压和栅极电阻：
栅极电阻器限度器件的瞬态电压 (dv/dt) 和瞬态电流 (di/dt) 的速率，以限度开关噪声和开关损耗。关于功率 器件，上涨时代、着落时代以及导通和关断之间的蔓延 频频是不同的，因此需要单独谈判。举例，关断时的 di/ dt 可能导致较大的电压过冲，因此诬捏开关速率是有 益的。不外，在导通时代，最好快速进行开关，以诬捏开 关损耗。栅极驱动器不错具有单个或分离输出。图 8 清晰了单 输出驱动器。在这种情况下，二极管会分离导通和关断 的限度。这会增多物料清单，占据栅极驱动器板上的更 多空间，况兼增大栅极回路中的阻抗。当作替代决策， 分离输出驱动器具有单独的导通和关断旅途，用于完 全独速即限度驱动拉电流或灌电流强度。关断时具有 较低的 RG 对 SiC MOSFET 是故意的，不错防患由于快 速开关和米勒电流引起的误导通。因此，分离输出（图 9 ）是高效且安全地限度功率器件的最好采取。
图 8：具有单个输出的驱动器
图 9：具有分离输出的驱动器
高驱动强度为何对 IGBT 和 SiC MOSFET 有益？
IGBT 和 SiC MOSFET 在开关瞬变时代会因电压和电 流重迭而产生损耗，如图 10 所示。栅极电流或驱动强 度决定了器件输入电容器的充电和放电速率，在图中 暗示为 tsw。当栅极电流增大时，tsw 减小。淌若电流过 小，则损耗升高。所需的栅极驱动强度取决于器件的 栅极电荷 QG，如图 11 所示。不错使用以下公式筹谋在 V gs 增大至超过 Vth 到最大驱动电压 VDRV 时代（时代为 ton）为器件充电所需的平均电流：
该电流是使器件都备导通所需的平均电流。不外，咱们 感风趣的区域是米勒平坦区域，在该区域中栅极电压 在开关瞬态时代保抓恒定。栅极驱动器必须不详在该 区域时代提供最大电流，以诬捏开关损耗。这取决于栅 极电阻器和该平坦区域时代的驱动电压。SiC MOSFET 不错特等快速地进行开关，从而允洽大功率和高频率 哄骗。栅极电流必须很高才能使器件提供这些平正。更 快的开关速率可最大规定地减少无源组件，从而减小 总体系统尺寸和分量。在快速且高效地开关时，IGBT 和 SiC MOSFET 均可提供系统级上风。
图 10：器件导通开关损耗
图 11：器件栅极电荷图
保抓最小死区时代为何关于电源系统运行 而言至关病笃？
死区时代在好多开关形式电源转变器、逆变器和电机 驱动器中至关病笃。死区时代是指两个器件领受半桥 树立时都莫得进行开关以幸免任何潜在重迭的时代 段，如图 12 所示。有几个身分不错影响死区时代种植：脉冲宽度失真、传播蔓延以及上涨和着落时代。脉冲宽 度失真由上涨沿和着落沿的传播蔓延不匹配决定，如 图 13 所示。传播蔓延也至关病笃，特等是在针对高侧 和低侧使用两个单独的驱动器时。这两者之间可能发 生不匹配情况，如图 14 所示。此外，上涨和着落时代也 可能影响这些信号的重迭。这些参数中最大的是最小 允许死区时代，加上一定的障碍幅度。在电源系统中，保抓最小死区时代以升迁转变器终端 至关病笃。在死区时代时代，电流向回流过 IGBT 或 MOSFET 体二极管，如图 12 所示。体二极管的压降比 器件自身大得多，因此导通损耗更高。死区时代越长， 损耗就越高，从而诬捏终端并产生热量。因此，最好通 过使器具有低脉冲宽度失真、低传播蔓延和短上涨和 着落时代的栅极驱动器来最猛进度地裁减死区时代。
图 12：同步开关半桥
图13：脉宽失真
图 14：传播蔓延不匹配的影响
低传播蔓延为何关于高频电源系统而言至关病笃？
由于 SiC MOSFET 等 WBG 器件，当前不错使用高频电 源系统。在这些系统中，更高的频率不详最猛进度地减 少滤波组件，从而最猛进度地减小系统，因此不详完了 更高的功率密度。不外，更高的频率也意味着更高的开 关损耗。因此，最猛进度地诬捏损耗至关病笃。传播延 迟是栅极驱动器的要害参数之一，它可能会影响高频 系统的损耗和安全性。传播蔓延界说为从输入的 50% 到输出的 50% 的延时时代，如图 15 所示。该蔓延会影 响器件之间切换的时序，这在器件之间的死区时代或 关断时代受限的高频哄骗中至关病笃。死区时代是必 需的，用于确保两个器件不会同期导通，而同期导通可 导致击穿并诬捏终端。淌若死区时代小于传播蔓延，则 两个器件将同期导通，如图 16 所示。不外，使死区时代大于传播蔓延会导致系统终端诬捏。在使用 SiC MOSFET 时该终端至关病笃，因为在死区 时代时代电流会向回流过体二极管。该二极管两头的 压降很大，因此会增多损耗。传播蔓延至关病笃的其他 哄骗包括并联 MOSFET 和 IGBT 并以最小的导通蔓延 各异同期驱动它们。频频，最好使器具有低传播蔓延的 栅极驱动器，况兼在高频系统中升迁终端至关病笃。
图 15：传播蔓延
图 16：传播蔓延不匹配
严格的器件至器件传播蔓延匹配为何至关病笃？
当使用多个驱动器来驱动电源和逆变器哄骗中的同步 开关时，传播蔓延是电源系统中的要害参数。蔓延会影 响联想到系统中的死区时代，以防患两个器件同期打 开或同期驱动多个并行器件。双通说念栅极驱动器同期 具有用于荆棘开关的输出，高侧和低侧输出之间的传 播蔓延可能会有所不同。不外，使用两个单通说念驱动器 也很常见（如图 17 所示），可将其摈弃在更蚁集功率器 件的位置。淌若两个驱动器具有一样的传播蔓延规格， 则不错联想死区时代，以一定的障碍幅度匹配该规格。由于器件之间的各异（举例，高侧驱动器的传播蔓延比 低侧驱动器更长），也不错将传播蔓延指定为较宽的范 围。图 18 清晰了一个不匹配的传播蔓延与上涨时代 和着落时代示例，这会在某些开关周期（甚而包含死区 时代）内导致重迭。在这种情况下，您需要大幅度增多 死区时代种植以防患击穿，因此会诬捏转变器终端。不 过，淌若驱动器具有严格的器件到器件传播蔓延匹配， 则不错减小死区时代，而无用放弃终端或记挂安全性。
图 17：硬开关半桥树立
图 18：传播蔓延对死区时代的影响
高 UVLO 为何关于 IGBT 和 SiC MOSFET 电源开关的安全运行而言很病笃？
UVLO 监视栅极驱动器的电源引脚，以确保电压保抓在 特定的阈值以上，从而确保浅近职责。在次级侧，UVLO 额定值种植了怒放电源开关所需的最小允许驱动电 压。栅极电压对导通损耗和开关损耗都有影响。由于可 用栅极电流减小，因此当 VGS 较小时，开关损耗将增多， 从而使开关速率更慢：
导通损耗关于系统性能而言至关病笃，况兼高度依赖 于 VGS。如图 19 所示，当栅极电压诬捏时，IGBT 和 SiC MOSFET 的输出特质会发生变化。关于 SiC MOSFET， 这种变化愈加昭着。举例，淌若某个 IGBT 的 UVLO 为 10V，则该器件仍会在特定的电活水平下以雷同的导通 损耗运行。不外，关于 MOSFET，与较高的驱动电压相 比，其导通损耗将高得多。高导通损耗的终端是导致更 低的终端和发烧，从而裁减寿命。一个次要的谈判身分 是栅极驱动架构。SiC MOSFET 和 IGBT 频频使用负电 压轨，以完了更佳的关断性能和可靠性。淌若 UVLO 以 VEE 为基准，则最小驱动电压可能甚而低于规格。频频 最好使用较高的 UVLO 电压，以确保跟着时代的推移 完了低导通损耗和更佳的可靠性。
图 19：IGBT 和 SiC MOSFET I-V 弧线
图 20：以 COM 为基准的 UVLO
什么是输入抗尖峰滤波器，它们为安在大功率哄骗中很病笃？
大功率哄骗容易受到电源开关中大电压和电流瞬变的 影响。该噪声可能耦合到与栅极驱动器联络的限度信 号线。终端，栅极驱动器输入端可能会产生不测的电压 尖峰，从而导致驱动器在不应该使电源开关器件导通 时将其导通。由于输入电容和栅极电阻，因此该脉冲可 能很小，以至于不及以使功率器件都备导通，从而导致 大量的导通损耗。淌若两个器件在半桥中互补开关，则 在其不测地同期导通时，可能会导致击穿问题。击穿允 许大电流流过器件，可能损坏其中一个器件或使两个 器件都损坏。输入抗尖峰脉冲滤波器不错扼制环境噪声，从而使驱 动器输出看不到过问。过问扼制频频约为 20-30ns，相 应开关频率为 50MHz，该频率不接近于 IGBT 或 SiC MOSFET 哄骗的常见开关频率。过问滤波器不错同期 扼制正脉冲和负脉冲，以防患器件不测导通或关断，如 图 21 和 22 所示。在栅极驱动器中集成抗尖峰脉冲滤 波器可改善高噪声环境中的驱动器性能，并保护器件 免受可能的故障影响。
图 21：导通时的抗尖峰脉冲滤波器
图 22：关断时的抗尖峰脉冲滤波器
什么是互锁保护过头如安在驱动器中完了？
IGBT 或 SiC MOSFET 对它们在其中运行的系统的运 行至关病笃，因此对其进行保护特等病笃。这些器件不 仅关于高效运行而言至关病笃，它们亦然系统中最昂 贵的组件之一。将器件打发在半桥中（如图 23 所示） 时，它们不行同期导通。因此，在开关改变情状以及两 个器件都关断之前使用死区时代。淌若两个器件同期 导通，则会发生击穿并导致大电流尖峰和潜在的故障。淌若死区时代筹谋不正确（过短、驱动器之间的传播延 迟不同或输入端噪声），则会发生击穿。互锁是一项集成在栅极驱动器中的功能，可防患击穿。逻辑电路结合了栅极驱动器的正输入和负输入，因此 它们永远无法同期导通。不错将其视为一项集成的死 区时代功能，其中谈判了驱动器的固有蔓延。即使用户 编程的死区时代出错，驱动器互锁也不会允许两个输 出同期怒放。不错为单输出或双通说念驱动器完了互锁 如图 24 和 25 所示。在双通说念驱动器中，输入通说念在 里面贯穿在沿途；在单输出驱动器中，输入在外部贯穿 在沿途。
图 23：硬开关半桥
图 24：具有互锁功能的双通说念驱动器
图 25：两个具有互锁功能的单通说念驱动器
为安在电源转变器中感应温度？
由于封装材料限度，分立电源开关和电源模块联想为 在特定的温度范围（频频为 -50°C 至 150°C）内职责。不 过，开关引起的功率损耗和导通损耗将导致芯片发烧， 从而导致其随时代的推移而损坏或都备残害。器件的运 行环境可能包含极高的热量，这也可能导致裸片温渡过 高。频频，电源系统联想东说念主员会当先在温度达到特定的 限值时诬捏功率，然后在温度超过最大阈值时都备关闭 转变器。为此，使用温度传感器来监测器件温度。温度测量精度是要害身分，因为在无用要的情况下，降 低功率是不可取的。淌若精度很差，则该器件可能仍会 承受过多的热量并跟着时代的推移而退化。当诬捏散热 器联想的本钱时，高度精准的测量还提供了裕度空间。频频使用热敏电阻或热敏二极管监测温度。负温度系 数 (NTC) 热敏电阻频频监测 IGBT 电源模块中的温度， 并集成在蚁集器件的位置，以便提供最精准的读数 （图 26）。
图 26：具有集成温度传感器的电源模块
什么是 CMTI，若何进行测量？
共模瞬态抗扰度 (CMTI) 是羁系式栅极驱动器的一项 主要规格。CMTI 是施加在两个羁系电路之间的共模电 压 VCM 上涨或着落的最大欢喜速率，如图 27 所示，单 位为千伏/微秒 (kV/us) 或伏/纳秒 (V/ns)。为了改变测 试的压摆率，不错增大电压或减小时代间隔。该羁系等 级与其他静态羁系或浪涌品级不同，因为它以更快的 变化率施加。大功率开关不详在几百纳秒内改变电压 和电流 - 关于 SiC MOSFET，该时代短于 100ns。这会 产生特等大的电压瞬变，频频大于 100V/ns。栅极驱动 器在每个开关一会儿都会资历这些电压摆幅，尤其是在 驱动器以开要道点为基准时，如图 28 所示。因此，驱动 器需要不详承受高于额定水平的 CMTI，以防患低压电 路侧产生噪声，并防患羁系栅发生故障。
图 27：CMTI 测试
图 28：羁系式双通说念驱动器
羁系式感应为何很病笃，它需要达到多高的精度？
电源转变器和逆变器使用电压、电流和温度传感器来 提供反馈限度，优化系统性能或防患产生故障。举例， 三相电机驱动器使用电流反馈来调理电机的转速和扭 矩。淌若电流测量不精准，则电契机产生扭矩纹波，从 而无法浅近运行。如图 29 所示，不错测量系统中的各式信号，包括相电 流、电压和温度。出于功能和安全原因，对这些信号进 行羁系，从而将低压限度侧与高压感应侧分开。在低电 流系统中，使用分流电阻器在相线上的一个分流上测 量相电流，其中参考节点位于逆变器的开要道点上。如 果未羁系此信号，则限度侧将看到 VDC 的高压舞动，低 压电路将损坏。此外，东说念主可能会波及限度箱，因此需要 领受高电压羁系以防患电击。测量精度取决于系统条件。频频，电流和电压必须十分 精准（在 ±1% 以内），因为它们会反馈到限度器，用于 径直改善系统输出。频频，温度不需要如斯精准；处于 ±3% 至 5% 的范围之内就足以防患由于过热而导致 故障或诬捏功率以冷却系统。
图 29：三相电机驱动系统中的羁系式感应
IGBT 和 SiC 保护基础常识
什么是 dv/dt 引起的导通？
IGBT 和 SiC MOSFET 频频用于大功率逆变器、转变器 和电机驱动哄骗。由于高功率水仁爱这些快速开关器 件，在每个开关一会儿都会产生很大的 dv/dt 和 di/dt。在理思情况下，这些快速瞬变对系统故意，况兼不会造 成任何负面影响。践诺上，电路和开关器件包含与这些 瞬变互相作用的寄生电容和电感，从而可能对系统造 成破损。具体而言，dv/dt 可能和会过在上部器件 S1 开启时错 误地使半桥中的下部器件 S2 导通导致击穿，如图 30 所示。Vds 或 dv/dt 的快速增多导致电流流过寄生电容 Cgd 或 Cge （该寄生电容称为米勒电容，位于 MOSFET 内），其旅途如图 31 所示。相应的干系为：
米勒电流凭证栅极电阻以及 Cgd 与 Cgs 之比在栅极上 产生电压。淌若压降大于阈值电压 Vth（如图 32 所示）， 则该器件可能会导通并引起击穿，从而导致过大的电 流和功率耗散。
图 30：MOSFET 半桥
图 31：S2 的米勒电流旅途
图 32：米勒电流对 S2 的栅极电压的影响
什么是米勒钳位？
电源开关的电压瞬变 dv/dt 与寄生米勒电容器 Cgd 相 互作用，导致电流流过栅极并可能导致误导通。米勒电 容是基于功率器件的物理特质的固定参数，无法蜕变。下一个处分决策是减小 dv/dt。频频，会调理栅极电阻 器 Rg 以调理驱动强度，从而将开关速率诬捏至可接受 的水平。不外，增大 Rg 也和会过放慢开关速率来增大 开关损耗。米勒钳位不错在不影响开关终端的情况下 重定向电流。米勒钳位以米勒电容器定名，是一种低阻抗开关，可重 定向由 dv/dt 引起的电流。米勒钳位通过将 MOSFET 的栅极接地或与负电压轨联络，将器件保抓在关断状 态。实行米勒钳位的一些主要谈判身分是位置和下拉 电流智力。位置决定了阻抗，从而决定了钳位的灵验 性；阻抗越高，其灵验性越差。下拉智力决定钳位是否 不详重定向迷漫的由 Cgd 产生的电流，以防患误导通。淌若下拉电流过小，则钳位无效。
图 33：不带米勒钳位的栅极驱动器
图 34：带米勒钳位的栅极驱动器
里面米勒钳位与外部米勒钳位之间有何各异？
米勒钳的位置会极地面影响其灵验性。钳位的预备是为 米勒电流提供一个低阻抗旅途，使其流向接地端。淌若 钳位的位置隔离开关器件，况兼布局未流程优化，则钳 位旅途中的阻抗可能大于通过栅极驱动器的阻抗。凭证 系统评估是需要里面也曾外部米勒钳位特等病笃。里面米勒钳位位于驱动器 IC 内。使用里面钳位可减少 构建电路所需的组件，但其位置可能隔离电源开关。米 勒电流的旅途中可能具有寄生电阻和电感 Rp 和 Lp ，如 图 35 所示。淌若该电流迷漫大，则米勒钳位不会对驱 动器性能产生太大的影响。外部米勒钳位由驱动器限度，但位于外部，如图 36 所 示。这么，不错将钳位摈弃在特等蚁集电源开关的位 置，以减小电流旅途中的任何阻抗。该完了最允洽具有 高 dv/dt 的器件。
图 35：带里面米勒钳位的栅极驱动器
图 36：带外部米勒钳位的栅极驱动器
什么是短路电流？
在电位不同的导体之间开荒电气贯穿时会发生短路， 从而形成真的莫得阻抗的旅途。在这种情状下，电流不 再受到限度，可能达到破损性的水平。短路可能由各式 原因导致，包括接线不良、过载情况或限度故障。短路是逆变器、转变器和电机驱动器等电力电子居品 中最广泛的故障之一。短路可能导致电源开关器件发 生可怜性故障。IGBT 或 SiC MOSFET 等开关具有有限 的基于其热容量的电流承受智力。过大的短路电流 （远高于额定水平）会导致裸片中产生大量的热耗散。在图 37 中，VDC 通过 S1 与 VOUT 短接。当 S2 导通时，短 路电交流过开关飞速增大（如图 38 所示），从而导致 过热和损坏。因此，有必要使用保护电路来检测何时发 生短路，然后在发生故障之前关闭功率器件。凭证器件 不错承受过流事件的允许电活水仁爱时长来联想保护 电路。
图 37：具有非重迭输入的硬开关半桥
图 38：短路事件时代的 S2 波形
检测短路的递次有哪些？
不错通过多种递次来检测短路。递次的采取取决于功 率器件的类型、系统电压和电流额定值、精度条件以及本钱限度。短路感应即是径直或障碍测量流经 IGBT 或 SiC MOSFET 的电流。请参阅表 4。
表 4：短路检测递次的优点和污点
快速短路反馈为何至关病笃？
快速短路反馈关于将器件保抓在其安全职责范围内而 言至关病笃。发生短路时，电流会飞速增多至超过器件 额定值的水平，从而由于功率耗散而发烧。凭证电活水 仁爱保抓该电活水平的时代，器件可能损坏。给定时代 段内讧散的功率称为短路能量（如图 39 所示），器件可 以承受的最小能量称为其临界能量 EC。EC 的界说不一定老是很明确，但您不错凭证结至外壳 热阻 Zthjc 图进行估算，如图 40 所示。该图清晰了 Zthjc (°C/W) 与脉冲时代 tp 之间的干系（领受变化的占空比 D）。热阻至关病笃，因为它界说了裸片的热容量。频频， 器件需要保抓在指定的结温 Tj 以下，临界能量的筹谋 公式为：
脉冲宽度不错匡助详情短路反馈电路必须达到多快的 速率，以防患器件过热。这关于 SiC MOSFET 尤为重 要，因为它们快速进行开关，从而使电流不错飞速增 大，况兼它们具有很小的裸片尺寸，因此与 IGBT 比拟， 它们的短路承受时代 (SCWT) 更短。因此，裁减测量过电流事件的时代并采取相应的保护电路至关病笃。
图 39：短路时代的功率损耗
图 40：单个脉冲的 MOSFET 热阻
什么是 IGBT 中的去饱和，若何检测它？
IGBT 中的过电流会导致去饱和。各式短路事件都可能导致去饱和，在这些事件中电流会飞速增大至超过器 件最大额定值的水平。当 IGBT 去饱和时，从饱和区移 到有源区，会糟塌最大功率，从而导致过热并可能酿成 可怜性损坏。因此，通过限度电流 Ic 以确保在饱和区域 内运行 IGBT 至关病笃。在电流膝点（如图 41 所示）处，器件启动转变到有源 区域。此时，Ic 住手增大，而 Vce 继续增大。保护电路旨 在通过测量电流或监测电压水平是否达到预设的阈值 （辞别为 IDESAT 和 VDESAT）来检测该转变。最常见的保护 电路称为 DESAT 保护，它监测导通情状电压 Vce，以检 测何时达到阈值。在这种情况下，采取 VDESAT，使其处 于电流膝点区域内（频频为 7V 至 10V）。在浅近运行期 间，VDESAT > Vce。当 VDESAT < Vce 时，将触发 DESAT，该电 路将安全地关断 IGBT，以防患损坏器件。DESAT 电路 不错集成到栅极驱动器中，也不错使用分立组件完了。
图 41：IGBT 的 I-V 弧线
什么是 IGBT 去饱和检测中的消隐时代？
DESAT 检测必须迷漫快地触发，以防患发生可怜性故 障。不外，由于系统的非理思性（举例功率器件的非理 思开关，其中完成电压和电流转变可能需要数百纳秒 的时代），立即进行 DESAT 检测可能会导致不精准的 故障触发。如图 42 所示，当先是电流上涨，然后电压下 降。DESAT 在导通情状时代检测电压 Vce 或 Vds，因此 应将测量蔓延到器件都备导通且电压达到其最低值之 前进行。此外，在快速电压瞬变之后可能会发生回荡， 从而导致 DESAT 电压上涨到阈值以上。由于这些原 因，DESAT 电路联想具有称为消隐时代的固有蔓延，该 蔓延应至少为 t4-t0。如上所述，消隐时代 tBLK 应迷漫长，以防患误跳闸，但又应迷漫短，以在器件损坏之前将其关闭。忽视的消隐 时代频频大要为 2µs，该值小于 IGBT 的 SCWT。SCWT 由给定时代段的最大允许功率耗散界说。DESAT 电路联想领受图 43 中所示的组件，这些组件包括一个电流 源 ICHG、一个电压基准 VDESAT 和一个电容器 CBLK。消隐时代筹谋公式为：
图 42：电源开关导通波形
图 43：典型的 DESAT 电路完了
若何为 IGBT 联想去饱和电路？
DESAT 保护电路需要谈判符合种植消隐时代、DESAT 阈值电压和高压阻断二极管。消隐时代 tBLK 必须迷漫 长，以防患误触发，但必须短于器件的 SCWT。消隐时 间种植取决于 IGBT 的特质。频频在具有 DESAT 功 能以及阈值电压 VDESAT 的驱动器 IC 中提供充电电流 I CHG，如图 44 所示。凭证直流总线电压种植高压二极管 DHV。当 VDC 的范围 为千伏级时，DHV 不错是多个串联的二极管。DHV 的反 向收复应极小，以防患反向电流引起误跳闸。最好使 用快速收复二极管，以防患产生失实的 DESAT 故障信 号。此外，多个高压二极管不错匡助调理践诺阈值电 压 VDESAT，actual，其中从 VDESAT 中减去二极管数目乘以其 正向电压所得的值。VDESAT 是 DESAT 故障触发时的基准电压，该基准电压在具有集成 DESAT 保护功能的栅 极驱动器中种植。践诺检测电压不错凭证消隐电阻器 RBLK 和高压二极管的正向压降进行调理。您必须使用 通盘这些组件来精准地种植 DESAT 电压。因此，践诺检测电压为：
图 44：典型的 DESAT 电路完了
检测 IGBT 的去饱和为何比检测 SiC 的去饱和更挑升旨？
DESAT 是最常见的过电流保护电路，由于易于完了，因 此是好多哄骗的默许采取。不外，IGBT 与 SiC MOSFET 之间存在固有各异，这些各异使 DESAT 保护与 SiC MOSFET 比拟更允洽 IGBT。图 45 清晰了 IGBT 和 SiC MOSFET 的 I-V 特质。关于一样的额定电流和电 压，IGBT 到达有源区域时的 Vce 比 SiC MOSFET 转 换到饱和区域时相应的 Vds 水平低得多。从践诺上 讲，IGBT 限度了耗散的功率，因为电流住手增多。在 SiC MOSFET 中，电流抓续增大，而 Vds 也增大，由于 高功率耗散和产生的热量，导致器件以更快的速率发 生故障。此外，SiC MOSFET 比 IGBT 更快地达到最大 功率耗散点，因为它们的开关速率要快得多。IGBT 的去饱和电压频频为 7V-10V，而 SiC MOSFET 的去饱和电压莫得明确界说的范围。因此，为 IGBT 选 择 DESAT 电压较为随意，但这关于 SiC MOSFET 而言 真的是不可能的。不错在进行一些修改后将 DESAT 用 于 SiC MOSFET，但不会完了最好性能。SiC MOSFET 具有比 IGBT 更短的 SCWT 况兼开关速率更快，因此 时序至关病笃。分流电阻器电流监测或过电流检测等递次最允洽 SiC MOSFET。
图 45：IGBT 与 SiC MOSFET 的 I-V 弧线
什么是过电流检测，它为何更适用于 SiC MOSFET？
DESAT 当作一种短路保护伞色在 IGBT 中很常见， 但由于其 I-V 特质，并非永久允洽 SiC MOSFET。SiC MOSFET 从线性区域到饱和区域的转变尚不解确，因此使用单个电压阈值进行 DESAT 检测可能不太精准。一种更适用的检测神色是过电流检测，它测量流经精 确分流电阻器 Rshunt 的电流。谈判到 Rshunt 中会流过很 大的电流，其测量照实会导致更大的功率损耗。终端， 由于自热，其精度也可能更低。分流电阻器值频频处 于毫欧级范围之内，测量的电流凭证欧姆定律 (V = I * R) 得出。与 DESAT 比拟，分流电阻器监测愈加精准并 且所需的电路更少。更少的电路还意味着反应速率更 快，这关于 SiC MOSFET 而言至关病笃，因为它们的 SCWT 比 IGBT 更短。为了处分功率损耗问题，有些电源模块包含集成的电 流调理功能，以减小流经分流电阻器的电流（图 46）。模块中内置的分流电路可诬捏分流电阻器中耗散的功 率，相应的比率由功率器件制造商提供。该递次的功耗 比典型的分流电阻器测量要低，从而不错完了更精准 的电流测量。
图 46：使器具有集成电流调理功能的 FET 的过流丁香五月婷婷基地